一、人工智能引起的数据中心电源架构变化
　　
　　早期数据中心将电网电压集中转换为12V,然后通过总线将电力传输至服务器,再通过逻辑电平转换器将电压转换为3.3/5V。然而功率需求不断提升,这种供电方法的电能损耗变得不可接受。因此,母线电压被提高到240V,电流减小到原来的1/20,将损耗降低到了原来的1/400。然后又将电压进一步降低到处理器的额定工作电压3.3V。
　　
　　随着人工智能的出现又将处理器电压进一步降低,从3.3V降到了低于1V的亚伏特级别0.7V,此时就需要使用多条功率相对较高的电压轨。这进而催生了两级电压转换方案。该方案使用DC-DC转换器作为中间总线转换器(IBC),先将48V电压转换为12V的局部总线电压,然后再进一步将此转换为所需的低电压0.7V。图1所示就是数据中心多重降压的供电原理方框图。
　　
　　但目前生成式人工智能训练处理器使用了大量晶体管:多达1,000亿甚至更多,采用4-nmCMOS芯粒等先进技术,这些晶体管在运行时会漏电。尽管这些晶体管的供电电压低至0.7VDD,但持续电流需求可能达到1,000A或更高,这意味着持续功率(也称为热设计功率)达到700W。峰值电流需求可能高达2,000A,相当于短时间内的峰值功率达到1,400W甚至更高。
　　
　　在服务器电源设计中,能效和功率密度是两个重要概念,能量密度越大工作时产生的热量也就越高,对散热大要求也就越高,根据阿雷牛斯定律,温度每升高10℃,器件的寿命减半。所以我们必须尽可能高效地将来自电网的能量转换为有用功率和减小能量传输及变换中的损失,以降低损耗。为此,电源设计需要不断改进,于是业界推出了了同步整流等技术,并在整流器中采用MOSFET取代了损耗较大的二极管。
　　
　　但改进设计结构也只成功了一半。为了优化能效,还必须尽可能提高所有元器件的能效,尤其是对转换过程至关重要的MOSFET。
　　
　　MOSFET虽然是电压控制器件,但并非没有损耗,在导通和开关过程中也会产生损耗:一是导通时的正向压降所谓损耗,二是脉冲前后沿的过渡损耗。随着服务器电源不断提高运行频率以缩小尺寸,开关损耗已成为了优化的重点。
　　
　　二、同步整流技术
　　
　　所谓同步整流就是为了区别普通的将交流变为直流的电路结构。同步整流的基本电路结构不是单单的二极管器件,而是将三极管或其它器件与二极管的一种组合电路。为了降低功耗一方面采用了场效应三极管MOSFET。
　　
　　1.MOSFET结构简介
　　
　　由于MOSFET是同步整流器的主要器件,就有必要对其有所了解,这样才能很好地利用它。MOSFET的原意是:MOS(Metal Oxide Semiconductor金属氧化物半导体),FET(Field Effect Transistor场效应晶体管),即以金属层(M)的栅极隔着氧化层(O)利用电场的效应来控制半导体(S)的场效应晶体管。
　　
　　功率场效应晶体管也分为结型和绝缘栅型,但通常主要指绝缘栅型中的MOS型(Metal Oxide Semiconductor FET),简称功率MOSFET(Power MOSFET)。结型功率场效应晶体管一般称作静电感应晶体管(Static Induction Transistor——SIT)。
　　
　　其特点是用栅极电压来控制漏极电流,驱动电路简单,需要的驱动功率小,开关速度快,工作频率高,热稳定性优于GTR,但其电流容量小,耐压低,一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。
　　
　　功率MOSFET的种类按导电沟道可分为P沟道和N沟道;按栅极电压幅值可分为耗尽型和增强型;所谓耗尽型就是当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道。增强型是对于N(P)沟道器件,栅极电压大于(小于)零时才存在导电沟道,功率MOSFET主要是N沟道增强型。
　　
　　功率MOSFET的内部结构和电气符号如图2所示;其导通时只有一种极性的载流子(多子)参与导电,是单极型晶体管。导电机理与小功率MOS管相同,但结构上有较大区别,小功率MOS管是横向导电器件,功率MOSFET大都采用垂直导电结构,又称为VMOSFET(Vertical MOSFET),大大提高了MOSFET器件的耐压和耐电流能力。其各型的电气符号见下:
　　
　　1）N沟道增强型MOS管的标准符号:
　　
　　栅极(G):箭头向里
　　
　　源极(S):实心圆点
　　
　　漏极(D):箭头向外,并在D极有一个钝角
　　
　　2）N沟道耗尽型型MOS管的标准符号:
　　
　　栅极(G):箭头向里
　　
　　源极(S):实心圆点
　　
　　漏极(D):箭头向外;
　　
　　3）P沟道增强型MOS管的标准符号:
　　
　　栅极(G):箭头向外
　　
　　源极(S):实心圆点
　　
　　漏极(D):箭头向里
　　
　　4）P沟道耗尽型型MOS管的标准符号:
　　
　　栅极(G):箭头向外
　　
　　源极(S):实心圆点
　　
　　漏极(D):箭头向里,有一个钝角。
　　
　　按垂直导电结构的差异,又分为利用V型槽实现垂直导电的VVMOSFET和具有垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET(Vertical Doublediffused MOSFET),本文主要以VDMOS器件为例进行讨论。
　　
　　功率MOSFET为多元集成结构,如国际整流器公司(International Rectifier)的HEXFET采用了六边形单元;西门子公司(Siemens)的SIPMOSFET采用了正方形单元;摩托罗拉公司(Motorola)的TMOS采用了矩形单元按“品”字形排列。
　　
　　2.功率MOSFET的工作原理
　　
　　1）截止:漏源极间加正电源,栅源极间电压为零。P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏,漏源极之间无电流流过。
　　
　　2）导电:在栅源极间加正电压UGS,栅极是绝缘的,所以不会有栅极电流流过。但栅极的正电压会将其下面P区中的空穴推开,而将P区中的少子—电子吸引到栅极下面的P区表面。
　　
　　当UGS大于UT(开启电压或阈值电压)时,栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度,使P型半导体反型成N型而成为反型层,该反型层形成N沟道而使PN结J1消失,漏极和源极导电。
　　
　　3.功率MOSFET的基本特性
　　
　　1）静态特性;其转移特性和输出特性,如图3所示。
　　
　　漏极电流ID和栅源间电压UGS的关系称为MOSFET的转移特性,ID较大时,ID与UGS的关系近似线性,曲线的斜率定义为跨导Gfs。
　　
　　MOSFET的漏极伏安特性(输出特性):截止区(对应于GTR的截止区);饱和区(对应于GTR的放大区);非饱和区(对应于GTR的饱和区)。电力MOSFET工作在开关状态,即在截止区和非饱和区之间来回转换。电力MOSFET漏源极之间有寄生二极管,漏源极间加反向电压时器件导通。电力MOSFET的通态电阻具有正温度系数,对器件并联时的均流有利。
　　
　　2）动态特性;其测试电路和开关过程波形如图4所示。
　　
　　开通过程:开通延迟时间td(on)—up前沿时刻到uGS=UT并开始出现iD的时刻间的时间段;
　　
　　上升时间tr—uGS从uT上升到MOSFET进入非饱和区的栅压UGSP的时间段;
　　
　　iD稳态值由漏极电源电压UE和漏极负载电阻决定。UGSP的大小和iD的稳态值有关,UGS达到UGSP后,在up作用下继续升高直至达到稳态,但iD已不变;
　　
　　开通时间ton—开通延迟时间与上升时间之和;
　　
　　关断延迟时间td(off)—up下降到零起,Cin通过Rs和RG放电,uGS按指数曲线下降到UGSP时,iD开始减小为零的时间段;
　　
　　下降时间tf—uGS从UGSP继续下降起,iD减小,到uGS;
　　
　　关断时间toff—关断延迟时间和下降时间之和。
　　
　　4.MOSFET的开关速度
　　
　　MOSFET的开关速度和Cin充放电有很大关系,使用者无法降低Cin,但可降低驱动电路内阻Rs减小时间常数,加快开关速度,MOSFET只靠多子导电,不存在少子储存效应,因而关断过程非常迅速,开关时间在10～100ns之间,工作频率可达100kHz以上,是主要功率电子器件中最高的。
　　
　　场控器件静态时几乎不需输入电流。但在开关过程中需对输入电容充放电,仍需一定的驱动功率。开关频率越高,所需要的驱动功率越大。
　　
　　动态性能的改进
　　
　　在器件应用时除了要考虑器件的电压、电流、频率外,还必须掌握在应用中如何保护器件,不使器件在瞬态变化中受损害。当然晶闸管是两个双极型晶体管的组合,又加上因大面积带来的大电容,所以其dv/dt能力是较为脆弱的。对di/dt来说,它还存在一个导通区的扩展问题,所以也带来相当严格的限制。
　　
　　功率MOSFET的情况有很大的不同。它的dv/dt及di/dt的能力常以每纳秒(而不是每微秒)的能力来估量。但尽管如此,它也存在动态性能的限制。这些我们可以从功率MOSFET的基本结构来予以理解。
　　
　　在功率MOSFET的结构和其相应的等效电路中除了器件的几乎每一部分存在电容以外,还必须考虑MOSFET还并联着一个二极管。同时从某个角度看它还存在一个寄生晶体管。(就像IGBT也寄生着一个晶闸管一样)。这几个方面,是研究MOSFET动态特性很重要的因素。
　　
　　首先MOSFET结构中所附带的本征二极管具有一定的雪崩能力。通常用单次雪崩能力和重复雪崩能力来表达。当反向di/dt很大时,二极管会承受一个速度非常快的脉冲尖刺,它有可能进入雪崩区,一旦超越其雪崩能力就有可能将器件损坏。作为任一种PN结二极管来说,仔细研究其动态特性是相当复杂的。
　　
　　它们和我们一般理解PN结正向时导通反向时阻断的简单概念很不相同。当电流迅速下降时,二极管有一阶段失去反向阻断能力,即所谓反向恢复时间。PN结要求迅速导通时,也会有一段时间并不显示很低的电阻。在功率MOSFET中一旦二极管有正向注入,所注入的少数载流子也会增加作为多子器件的MOSFET的复杂性。
　　
　　功率MOSFET的设计过程中采取措施使其中的寄生晶体管尽量不起作用。在不同代功率MOSFET中其措施各有不同,但总的原则是使漏极下的横向电阻RB尽量小。因为只有在漏极N区下的横向电阻流过足够电流为这个N区建立正偏的条件时,寄生的双极性晶闸管才开始发难。
　　
　　然而在严峻的动态条件下,因dv/dt通过相应电容引起的横向电流有可能足够大。此时这个寄生的双极性晶体管就会起动,有可能给MOSFET带来损坏。所以考虑瞬态性能时对功率MOSFET器件内部的各个电容(它是dv/dt的通道)都必须予以注意。
　　
　　瞬态情况是和线路情况密切相关的,这方面在应用中应给予足够重视。对器件要有深入了解,才能有利于理解和分析相应的问题。
　　
　　5.高压MOSFET原理与性能分析
　　
　　在功率半导体器件中,MOSFET以高速、低开关损耗、低驱动损耗在各种功率变换,特别是高频功率变换和同步整流器中起着重要作用。在低压领域,MOSFET没有竞争对手,但随着MOS的耐压提高,导通电阻随之以2.4～2.6次方增长,其增长速度使MOSFET制造者和应用者不得不以数十倍的幅度降低额定电流,以折中额定电流、导通电阻和成本之间的矛盾。
　　
　　即便如此,高压MOSFET在额定结温下的导通电阻产生的导通压降仍居高不下,耐压500V以上的MOSFET的额定结温和额定电流条件下的导通电压很高,耐压800V以上的导通电压高得惊人,导通损耗占MOSFET总损耗的2/3～4/5,使应用受到极大限制。
　　
　　降低高压MOSFET导通电阻的原理与方法
　　
　　1）不同耐压的MOSFET的导通电阻分布
　　
　　不同耐压的MOSFET,其导通电阻中各部分电阻比例分布也不同。如耐压30V的MOSFET,其外延层电阻仅为总导通电阻的29%,耐压600V的MOSFET的外延层电阻则是总导通电阻的96.5%。由此可以推断耐压800V的MOSFET的导通电阻将几乎被外延层电阻占据。欲获得高阻断电压,就必须采用高电阻率的外延层并增厚。这就是常规高压MOSFET结构所导致的高导通电阻的根本原因。
　　
　　2）降低高压MOSFET导通电阻的思路
　　
　　增加管芯面积虽能降低导通电阻,但成本的提高所付出的代价是商业品所不允许的。引入少数载流子导电虽能降低导通压降,但付出的代价是开关速度的降低并出现拖尾电流,开关损耗增加,失去了MOSFET的高速的优点。
　　
　　以上两种办法不能降低高压MOSFET的导通电阻,所剩的思路就是如何将阻断高电压的低掺杂、高电阻率区域和导电通道的高掺杂、低电阻率分开解决。如除导通时低掺杂的高耐压外延层对导通电阻只能起增大作用外并无其他用途。
　　
　　这样,是否可以将导电通道以高掺杂较低电阻率实现,而在MOSFET关断时,设法使这个通道以某种方式夹断,使整个器件耐压仅取决于低掺杂的N-外延层。基于这种思想,1988年INFINEON推出内建横向电场耐压为600V的COOLMOS,使这一想法得以实现。(未完待续)
　　
　　编辑：Harris