2.5调制频率f

振荡器OSC的频率由定时元件RT和CT选择值决定。电容CT由参考电压VREF（=5V）通过电阻RT充电，充至2.8V,再由内部电流宿放电到1.2V,形成锯齿波脉冲信号，如图3。不管在大RT小CT还是大CT小RT，振荡器充电时锁存器置位输入方波为低电平，放电时输入方波为高电平。

当锁存器置位输入方波为高电平时，或非门输出始终为低电平，封锁PWM，这段时间由内部振荡器OSC放电过程时间决定。在锁存器置位输入方波下降沿同时，如或非门其他三个输入信号输入无效电平时，或非门输出为高电平，MOSFET管导通。

其他三个输入信号分别为：一个为电流取样比较器输出，一个为误差放大器输出，一个为输入欠压比较器输出。

为滤除参考端的高频信号，VREF对地接一个瓷片电容，在PCB布线时要注意，不能有电感成分的介入，以免产生干扰，引成电路振荡打隔。

OSC振荡频率f=1.8/(RT*CT),当取RT=33KΩ,CT=1000PF，f=54 KHZ。

图3时序图

2.6电流取样比较

在图2中，MOSFET管导通时，Vdc=L•di/dt ，变压器电感电流以斜率Udc/L线性增长，L为变压器的初级电感。在MOSFET管的源极与地间串接一个无感取样电阻Rs，将变压器的初级电流转换成取样电压Ud=Rs•i。在输出同样的功率下，输入直流电压越小，变压器一次电流也越大，通过MOSFET管的电流也越大。为保护MOSFET管不致损坏，需计算电感峰值电流Ip=2P/( Vdcmin*σmax)。选择功率MOSFET管的最大峰值电流Icmax应大于1.3Ip。

取样电压Ud经RC滤波后，送到UC3845的3脚。当该电压超过1 V时，比较器输出高电平，送到RS锁存器的复位端，PWM输出为低电平，使PWM的占空比减小,从而限制电感峰值电流。
无感取样电阻Rs的电阻值为：Rs=1/IpΩ，功率1W。而RC滤波器的时间常数接近尖脉冲的持续时间，否则引起电源输出的不稳定。取R=1KΩ，C=470 PF 。

2.7误差比较器

VREF经电阻分压为2.5V接至误差比较器的正端,而负端（2脚）接外部监测电压输入。误差比较器（1脚）输出用于外部回路的补偿，如图2，输出电压因两个二极管压降而失调（=1.4V），并在连接到取样比较器反向输入端之前被三分。2脚和1脚间接一个RC网络进行环路补偿。取R11=150KΩ，C11=100PF。

外部监测电压输入端（2脚）可用于对输出回路引入电压反馈环节，如对主输出回路5V的稳定度要求不高，可将馈电电压引入，以监测输出回路过电压。Vcc经电阻分压接到UC3845外部监测电压输入端，当由于某种原因,输出回路电压升高时, 外部监测电压输入端大于2.5V, 误差比较器输出小于2.5V,结合电流取样比较输入电压, PWM输出为低电平, 使PWM的占空比减小, 输出回路电压减小。如果对主回路输出5V电压的精度有要求。应采用反馈电路由光耦PC817、TL431及与之相连的阻容网络构成。其控制原理如下：主回路5V输出输出电压经电阻分压后得到采样电压，此采样电压与TL431提供的2.5 V参考电压进行比较，当输出电压正常(5 V) 时，采样电压与TL431提供的2.5 V参考电压相等则TL431的K极电位不变，流过光耦二极管的电流不变，流过光耦的电流不变，UC3845的2脚输入电压不变，1脚电位稳定，6脚输出PWM驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。

当输出５V电压因为某种原因偏高时，经电阻分压值就会大于2.5 V，则TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，则流过光耦的电流增大，UC3845的2脚输入电压上升到大于2.5V,1脚电位下降，6脚输出驱动脉冲PWM的占空比下降，输出电压降低，这样就完成了主回路输出电压反馈稳压的作用。

3 结语

实践证明，基于UC3845的反激式开关电源具有输入电压范围宽、输出电压精度高、负载的调整效率高等特点。本电源应用于网络电测仪表中，收到了良好的效果，具有一定的推广价值。

参考文献：
【1】陈小敏,黄声华,万山明.基于UC3843的反激式开关电源反馈电路的设计[J] 通信电源技术2006（05）:38-39,43
【2】方宇,邢岩,赵修科. 基于UC3842的单端反激式隔离开关稳压电源的设计[J].电子工程师 2002,(02):48-49,55
【3】焦斌.电流控制型高频开关电源[J].镇江高专学报2004年17卷第三期:52-54

作者简介：龚建芳，1970年生，副教授，硕士

（御风）