刘凤君(中国航天二院,北京100039)
　　
　　摘要:文中介绍了高频UPS存在的主要问题及技术改革方法。
　　　　
　　3高频UPS的技术改革
　　
　　三相半桥式(或称有中线的三相桥式)高频UPS的并联级联叠加法,虽然具有很多的优点,但它还没有完全克服三相半桥式SPWM逆变器消谐波能力不强的缺点,因此仍然存在着许多不足。
　　
　　(1)三相半桥式逆变器只能进行有死区的两电平SPWM控制，所以其输出相电压波形中具有谐波含量比三电平逆变器大一倍、谐波幅值也比三电平逆变器大一倍的缺点。两电平逆变器的谐波频率与相应的三电平逆变器相比较，也要小一倍，因此两电平逆变器的消谐波能力比三电平逆变器要小一倍多。谐波也是一种损耗，消谐波能力小就意味着谐波含量大，变换效率低，这是采用三相半桥式两电平逆变器作为高频UPS主体电路带来的后果。
　　
　　(2)所用开关器件较多,成本高。
　　
　　(3)逆变开关不能自动地工作在ZVS软开关状态,因此du/dt大,EMI大,电能损耗也大。
　　
　　当采用直流电源SPWM级联叠加式逆变器作为高频UPS主体电路时,上述缺点就会得到克服。独立直流电源SPWM逆变器的特点是,把级联叠加与SPWM控制从逆变器转移到直流电源上进行,是一种没有死区的多电平逆变器,其优点是:(1)可以显著地减少开关器件的数目,降低了成本。
　　
　　(2)逆变开关自然地工作在ZVS软开关状态,降低了开关损耗,提高了变换效率。
　　
　　(3)叠加控制开关，可以很方便地实现ZVS软开关。
　　
　　3.1直流电源PSCPWM级联叠加式UPS
　　
　　直流电源PSCPWM级联叠加式UPS如图4所示,这是一种级联叠加级数N=3的UPS电路,图的左侧是整流器,图的右侧是逆变器。
　　
　　以下先介绍右侧的逆变器,它是由一种PSCPWM控制与级联叠加在直流电源上实现的,是N=3的一种级联式7电平逆变器。它是由直流电源以PSCPWM控制的级联式电路,和后面的GTO2H桥两部分组合而成的、不设死区的逆变器。前面部分的N=3载波三角波的移相角

采用一个共用的正弦波uSA进行调制,所产生的三个PSCPWM脉冲分别去控制由IGBT构成的开关器件S1'～S3'。用uc1与uSA进行比较,在uSA>uc1部分产生的脉冲去控制开关S1',使直流电源E1的输出电压波形为Ud1;用uc2与uSA进行比较(见图4右侧波形图),

在uSA>uc2部分产生的脉冲,去控制开关S2',使E2的输出电压波形为Ud2;用uc3与uSA进行比较,在uSA>uc3部分产生的脉冲,去控制开关S3',使E3的输出电压波形为Ud3。这样,三个独立直流电源E1=E2=E3的输出电压Ud1～Ud3直接叠加后的直流输出电压为UdA=Ud1+Ud2+Ud3,UdA是一个类似于单相全桥整流器输出电压的三电平PWM电压波形,如图4右侧的波形所示。UdA经过由晶闸管开关器件S4～S7组成的GTO2H桥的同步逆变后,就可以得到7电平PWM电压波形输出。由图4中UdA的波形可知,其过零点的电压等于零,因此2H桥中的四个开关器件是自然地工作在ZVS零电压软开关状态,故可以选用低速廉价的GTO器件。
　　
　　下面介绍UPS的输入整流器。输入整流器是由三个单相BoostPSCPWMPFC级联组成开关整流器,如图4的左侧电路所示,其中Cf、Lf为输入交流滤波器,Lf还兼作输入储能电感用来保持输入电流ia1～ia3的连续,S1～S3为各个PFC电路的控制开关,当开关导通时市电向Lf储能,当开关关断时,市电与Lf一起放能并向蓄电池充电。开关S1～S3受ia1～ia3的反相脉冲控制,使市电输入电流ia的波形如图4中ia所示,是一个PWM电平数等于7的等阶差阶梯波,并与UPS输出相电压uA的波形相同,与市电输入电压同相位。这种UPS的输入与输出端的消谐波能力比图1所示的高频UPS大6倍。UPS输出相电压的双重傅里叶级数表示式(也是市电输入电流的表示式)为
　　
　　以上介绍的是N=3的直流电源PSCPWM级联叠加式UPS,当N=5时UPS的输出相电压的双重傅里叶级数表示式(也是市电输入电流的表示式)为
　　
　　它的消谐波能力比图1所示UPS大10倍,比图2所示N=4的UPS大3倍。所用开关器件的数量要比具有同等消谐波能力的高频UPS并联级联叠加方案少用60%。
　　
　　N=5直流电源PSCPWM级联叠加式UPS的工作波形与输出相电压(或市电输入电流)的波形如图5所示。
　　
　　3.2直流电源二进制(2N-1)级联叠加式Udc-PWMUPS
　　
　　直流电源二进制(2N-1)级联叠加式Udc-PWMUPS,是采用2N-1叠加法和Udc-PWM控制的一种UPS,其电路如图6所示。图的左边是整流器,右边是逆变器,两者采用的都是2N-1叠加。以逆变器为例,假定N=3,则Ud1=21-1=21=1;Ud2=22-1=21=2;Ud3=23-1=22=4,叠加的逻辑合成如表1所示。

　　
　　为了使合成阶梯波的谐波含量最少,采用了合成阶梯波的面积与正弦波面积相等的法则来确定各梯级起点角的位置。使正弦波外侧阶梯波与正弦波构成的小三角形的面积,与正弦波内侧阶梯波与正弦波构成的小三角形的面积相等。这样就可以比较准确地确定出各梯级起点角的位置为5°、10°、20°、30°、40°、50°、65°如图7所示,钟脉冲的间距为5°,半个周期的脉冲数=个，梯级起点角对应的钟脉冲序号为1,2,4,6,8,10,13,23,26,28,30,32,34,35。图7所示的波形是不能进行调压的,为此我们研发了Udc-PWM控制法，

即把图7所示的波形改造成图6中的带缝的波形,利用调节缝隙的宽度来调压。具体做法是:用36个钟脉冲产生出36个载波三角波Uc,用Uc与一个直流调制电压Udc进行比较,在Udc>Uc的部分产生出PWM脉冲Ug,将Ug与原来产生图7波形的开关器件S1'、S2'、S3'的触发信号一起送到一种门电路中,当两者同时为正时才能产生出S1'、S2'、S3'的PWM触发信号。
　　
　　对于图7所示的阶梯波形,可以得到它的基波与各次谐波幅值计算式:
　　
　　假设令脉宽调制度γ为输出电压PWM波形中一个脉冲宽度的1/2,则基波幅值与γ之间的关系为
　　
　　用式(9)算出基波与各次谐波的幅值UAm1和UAmn,并计算出输出电压uA波形的畸变总量如表2所示。包括第45次谐波在内,逆变器的输出电压畸变总量为4.67%(见图8)。
　　
　　由图6中UdA的波形可知，其过零点的电压等于零，因此2H桥中的四个开关都是自然地工作在ZVS零电压软开关状态，故可以选用低速廉价的GTO器件。
　　
　　在图6左侧所示的市电输入整流器,是一个由BoostUdc-PWMPFC构成的23-1叠加式开关整流器,其中Cf、Lf为市电输入滤波器,其中Lf也是输入储能电感,用来保持市电输入电流的连续,S0为控制开关,当其导通时Lf储能,关断时市电与Lf一起放能向蓄电池充电。开关S1～S3为蓄电池E1～E3的充电分配器,用于控制向哪个蓄电池充电,分配器开关导通者,相应的蓄电池不能充电,关断者相应的蓄电被充电。S0受Ug反相控制,是PFC的Udc-PWM总控制开关,S1～S3受ia1～ia3反相控制,对三组蓄电池进行有选择地程序充电,目的是使市电输入电流ia跟踪市电输入电压ua成为如图6中所示的15电平等阶差阶梯波,ia的波形与uA的波形相同,其波形畸变总量为4.67%,市电的输入功率因数,增加叠加个数N会使PF值更大。例如当采用24-1级联叠加时如图8所示,可以使市电输入电流的畸变总量减小到2.5%以下,使市电输入功率因数增加到0.9997。

　　
　　4结束语
　　
　　(1)对于以三相半桥式逆变器为主体电路的UPS,实现高频化的方法有两种:一种是提高开关频率,用增大载波比F的方法实现高频化;另一种是用级联叠加法将m增加N倍的方法实现高频化。前者是一种增加开关损耗的方法,后者是一种不增加开关损耗的方法。
　　
　　(2)只用提高开关频率的高频化方法,存在诸多的问题,是一种以增加开关损耗为代价的高频化方法,不符合环保节能的原则,不是UPS的发展方向。只有与级联叠加法相结合,才是符合环保节能的原则,具有实用价值的高频化方法。
　　
　　(3)三相半桥式SPWM逆变器,是一种两电平逆变器,以这种逆变器为主体电路的UPS,消谐波能力是不强的,即使与级联叠加法相结合,也不会得到消谐波能力最强的UPS。
　　
　　(4)直流电源SPWM式逆变器，是一种三电平逆变器，用这种逆变器进行级联叠加，可以得到消谐波能力强、使用开关元器件数量少、变换效率高的UPS。
　　
　　主要参考文献
　　
　　[1]刘凤君.现代逆变技术及应用[M].北京:电子工业出版社,2006.
　　
　　[2]刘凤君.多电平逆变技术及其应用[M].北京:机械工业出版社,2007.
　　
　　作者简介
　　
　　刘凤君,(1937-)，男，研究员，从事航天电源与电力电子技术研究45年，著书10本，发表文章330余篇。

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