(上接总第7期p.29)
　　
　　与常规MOSFET结构不同,内建横向电场的MOSFET嵌入垂直P区将垂直导电区域的N区夹在中间,使MOSFET关断时,垂直的P与N之间建立横向电场,并且垂直导电区域的N掺杂浓度高于其外延区N-的掺杂浓度。

当VGS当CGS>VTH时,被电场反型而产生的N型导电沟道形成。源极区的电子通过导电沟道进入被耗尽的垂直的N区中和正电荷,从而恢复被耗尽的N型特性,因此导电沟道形成。由于垂直N区具有较低的电阻率,因而导通电阻较常规MOSFET将明显降低。
　　
　　通过以上分析可以看到:阻断电压与导通电阻分别在不同的功能区域。将阻断电压与导通电阻功能分开,解决了阻断电压与导通电阻的矛盾,同时也将阻断时的表面PN结转化为掩埋PN结,在相同的N-掺杂浓度时,阻断电压还可进一步提高。
　　
　　6.内建横向电场MOSFET的主要特性
　　
　　1）导通电阻的降低
　　
　　INFINEON的内建横向电场的MOSFET,耐压600V和800V,与常规MOSFET器件相比,相同的管芯面积,导通电阻分别下降到常规MOSFET的1/5,1/10;相同的额定电流,导通电阻分别下降到1/2和约1/3。在额定结温、额定电流条件下,导通电压分别从12.6V,19.1V下降到6.07V,7.5V;导通损耗下降到常规MOSFET的1/2和1/3。由于导通损耗的降低,发热减少,器件温度相对较低,故称COOLMOS。
　　
　　2）封装的减小和热阻的降低
　　
　　相同额定电流的COOLMOS的管芯较常规MOSFET减小到1/3和1/4,使封装减小两个管壳规格。
　　
　　由于COOLMOS管芯厚度仅为常规MOSFET的1/3,使TO-220封装RTHJC从常规1℃/W降到0.6℃/W;额定功率从125W上升到208W,使管芯散热能力提高。
　　
　　3）开关特性的改善
　　
　　COOLMOS的栅极电荷与开关参数均优于常规MOSFET,很明显,由于QG,特别是QGD的减少,使COOLMOS的开关时间约为常规MOSFET的1/2;开关损耗降低约50%。关断时间的下降也与COOLMOS内部低栅极电阻(<1Ω)有关。
　　
　　4）抗雪崩击穿能力与SCSOA
　　
　　目前,新型的MOSFET无一例外地具有抗雪崩击穿能力。COOLMOS同样具有抗雪崩能力。在相同额定电流下,COOLMOS的IAS与ID25℃相同。但由于管芯面积的减小,IAS小于常规MOSFET,而具有相同管芯面积时,IAS和EAS则均大于常规MOSFET。
　　
　　COOLMOS的最大特点之一就是它具有短路安全工作区(SCSOA),而常规MOS不具备这个特性。COOLMOS的SCSOA的获得主要是由于转移特性的变化和管芯热阻降低。COOLMOS的转移特性如图5所示。
　　
　　从图5可以看到，当VGS>8V时，COOLMOS的漏极电流不再增加，呈恒流状态。特别是在结温升高时，恒流值下降，在最高结温时，约为ID25℃的2倍，即正常工作电流的3～3.5倍。在短路状态下，漏极电流不会因栅极的15V驱动电压而上升到不可容忍的十几倍的ID25℃，使COOLMOS在短路时所耗散的功率限制在350V×2ID25℃，尽可能减少短路时管芯发热。管芯热阻降低可使管芯产生的热量迅速地散发到管壳，抑制了管芯温度的上升速度。
　　
　　因此,COOLMOS可在正常栅极电压驱动,在0.6VDSS电源电压下承受10ΜS短路冲击,时间间隔大于1S,1000次不损坏,使COOLMOS可像IGBT一样,在短路时得到有效的保护。
　　
　　7.关于内建横向电场高压MOSFET发展现状
　　
　　继INFINEON1988年推出COOLMOS后,2000年初ST推出500V类似于COOLMOS的内部结构,使500V,12A的MOSFET可封装在TO-220管壳内,导通电阻为0.35Ω,低于IRFP450的0.4Ω,电流额定值与IRFP450相近。IXYS也有使用COOLMOS技术的MOSFET.
　　
　　IR公司也推出了SUPPER220,SUPPER247封装的超级MOSFET,额定电流分别为35A,59A,导通电阻分别为.082Ω,0.045Ω,150℃时导通压降约4.7V。从综合指标看,这些MOSFET均优于常规MOSFET,并不是因为随管芯面积增加,导通电阻就成比例地下降,因此,可以认为,以上的MOSFET一定存在类似横向电场的特殊结构,可以看到,设法降低高压MOSFET的导通压降已经成为现实,并且必将推动高压MOSFET的应用。
　　
　　COOLMOS与IGBT的比较
　　
　　600V和800V耐压COOLMOS的高温导通压降分别约6V,7.5V,关断损耗降低1/2,总损耗降低1/2以上,使总损耗为常规MOSFET的40%-50%。600V耐压MOSFET导通损耗占总损耗约75%,对应相同总损耗超高速IGBT的平衡点达160KHZ,其中开关损耗占约75%。由于COOLMOS的总损耗降到常规MOSFET的40%-50%,对应的IGBT损耗平衡频率将由160KHZ降到约40KHZ,增加了MOSFET在高压中的应用。
　　
　　从以上讨论可见,新型高压MOSFET使长期困扰高压MOSFET的导通压降高的问题得到解决;可简化整机设计,如散热器件体积可减少到原40%左右;驱动电路、缓冲电路简化;具备抗雪崩击穿能力和抗短路能力;简化保护电路并使整机可靠性得以提高。
　　
　　8.功率MOSFET驱动电路
　　
　　功率MOSFET是电压型驱动器件,没有少数载流子的存贮效应,输入阻抗高,因而开关速度可以很高,驱动功率小,电路简单。但功率MOSFET的极间电容较大,输入电容CISS、输出电容COSS和反馈电容CRSS与极间电容的关系可表述为:
　　
　　功率MOSFET的栅极输入端相当于一个容性网络,它的工作速度与驱动源内阻抗有关。由于CISS的存在,静态时栅极驱动电流几乎为零,但在开通和关断动态过程中,仍需要一定的驱动电流。假定开关管饱和导通需要的栅极电压值为VGS,开关管的开通时间TON包括开通延迟时间TD和上升时间TR两部分。
　　
　　开关管关断过程中，CISS通过ROFF放电，COSS由RL充电，COSS较大，VDS(T)上升较慢，随着VDS(T)上升较慢，随着VDS(T)的升高COSS迅速减小至接近于零时，VDS(T)再迅速上升。
　　
　　根据以上对功率MOSFET特性的分析,其驱动通常要求:
　　
　　(1)触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度;
　　
　　(2)开通时以低电阻力栅极电容充电,关断时为栅极提供低电阻放电回路,以提高功率MOSFET的开关速度;
　　
　　(3)为了使功率MOSFET可靠触发导通,触发脉冲电压应高于管子的开启电压,为了防止误导通,在其截止时应提供负的栅源电压;
　　
　　(4)功率开关管开关时所需驱动电流为栅极电容的充放电电流,功率管极间电容越大,所需电流越大,即带负载能力越大。
　　
　　几种MOSFET驱动电路介绍及分析
　　
　　1）不隔离的互补驱动电路
　　
　　图6(a)为常用的小功率驱动电路,简单可靠成本低。适用于不要求隔离的小功率开关设备。图6(b)所示驱动电路开关速度很快,驱动能力强,为防止两个MOSFET管直通,通常串接一个0.5～1Ω小电阻用于限流,该电路适用于不要求隔离的中功率开关设备。这两种电路特点是结构简单。
　　

功率MOSFET属于电压型控制器件,只要栅极和源极之间施加的电压超过其阀值电压就会导通。由MOSFET存在结电容,关断时其漏源两端电压的突然上升将会通过结电容在栅源两端产生干扰电压。常用的互补驱动电路的关断回路阻抗小，关断速度较快，但它不能提供负压，故抗干扰性较差。为了提高电路的抗干扰性，可在此种驱动电路的基础上增加一级有V1、V2、R组成的电路，产生一个负压，电路原理图如图7所示。
　　
　　当V1导通时,V2关断,两个MOSFET中的上管的栅、源极放电,下管的栅、源极充电,即上管关断,下管导通,则被驱动的功率管关断;反之V1关断时,V2导通,上管导通,下管关断,使驱动的管子导通。因为上下两个管子的栅、源极通过不同的回路充放电,包含有V2的回路,由于V2会不断退出饱和直至关断,所以对于S1而言导通比关断要慢,对于S2而言导通比关断要快,所以两管发热程度也不完全一样,S1比S2发热严重。
　　
　　该驱动电路的缺点是需要双电源,且由于R的取值不能过大,否则会使V1深度饱和,影响关断速度,所以R上会有一定的损耗。
　　
　　2）隔离的驱动电路
　　
　　(1)正激式驱动电路。电路原理如图8(a)所示,N3为去磁绕组,S2为所驱动的功率管。R2为防止功率管栅极、源极端电压振荡的一个阻尼电阻。因不要求漏感较小,且从速度方面考虑,一般R2较小,故在分析中忽略不计。
　　
　　其等效电路图如图8(b)所示脉冲不要求的副边并联一电阻R1,它做为正激变换器的假负载,用于消除关断期间输出电压发生振荡而误导通。同时它还可以作为功率MOSFET关断时的能量泄放回路。该驱动电路的导通速度主要与被驱动的S2栅极、源极等效输入电容的大小、S1的驱动信号的速度以及S1所能提供的电流大小有关。由仿真及分析可知,占空比D越小、R1越大、L越大,磁化电流越小,U1值越小,关断速度越慢。该电路具有以下优点:
　　
　　①电路结构简单可靠,实现了隔离驱动。
　　
　　②只需单电源即可提供导通时的正、关断时负压。
　　
　　③占空比固定时,通过合理的参数设计,此驱动电路也具有较快的开关速度。
　　
　　该电路存在的缺点:一是由于隔离变压器副边需要一个假负载防振荡,故电路损耗较大;二是当占空比变化时关断速度变化较大。脉宽较窄时,由于是储存的能量减少导致MOSFET栅极的关断速度变慢。
　　
　　(2)有隔离变压器的互补驱动电路。如图9所示,V1、V2为互补工作,电容C起隔离直流的作用,T1为高频、高磁率的磁环或磁罐。
　　
　　导通时隔离变压器上的电压为(1-D)Ui、关断时为DUi,若主功率管S可靠导通电压为12V,而隔离变压器原副边匝比N1/N2为12/[(1-D)Ui]。为保证导通期间GS电压稳定C值可稍取大些。该电路具有以下优点:
　　
　　①电路结构简单可靠,具有电气隔离作用。当脉宽变化时,驱动的关断能力不会随着变化。
　　
　　②该电路只需一个电源,即为单电源工作。隔直电容C的作用可以在关断所驱动的管子时提供一个负压,从而加速了功率管的关断,且有较高的抗干扰能力。
　　
　　但该电路存在的一个较大缺点是输出电压的幅值会随着占空比的变化而变化。当D较小时,负向电压小,该电路的抗干扰性变差,且正向电压较高,应该注意使其幅值不超过MOSFET栅极的允许电压。当D大于0.5时驱动电压正向电压小于其负向电压,此时应该注意使其负电压值不超过MOAFET栅极允许电压。所以该电路比较适用于占空比固定或占空比变化范围不大以及占空比小于0.5的场合。
　　
　　(3)集成芯片UC3724/3725构成的驱动电路
　　
　　电路构成如图10所示。其中UC3724用来产生高频载波信号,载波频率由电容CT和电阻RT决定。一般载波频率小于600kHz,4脚和6脚两端产生高频调制波,经高频小磁环变压器隔离后送到UC3725芯片7、8两脚经UC3725进行调制后得到驱动信号,UC3725内部有一肖特基整流桥同时将7、8脚的高频调制波整流成一直流电压供驱动所需功率。
　　
　　一般来说载波频率越高驱动延时越小,但太高抗干扰变差;隔离变压器磁化电感越大磁化电流越小,UC3724发热越少,但太大使匝数增多导致寄生参数影响变大,同样会使抗干扰能力降低。
　　
　　根据实验数据得出:对于开关频率小于100kHz的信号一般取(400～500)kHz载波频率较好,变压器选用较高磁导如5K、7K等高频环形磁芯,其原边磁化电感小于约1毫亨左右为好。这种驱动电路仅适合于信号频率小于100kHz的场合,因信号频率相对载波频率太高的话,相对延时太多,且所需驱动功率增大,UC3724和UC3725芯片发热温升较高,故100kHz以上开关频率仅对较小极电容的MOSFET才可以。
　　
　　对于1kVA左右开关频率小于100kHz的场合,它是一种良好的驱动电路。该电路具有以下特点:单电源工作,控制信号与驱动实现隔离,结构简单尺寸较小,尤其适用于占空比变化不确定或信号频率也变化的场合。
　　
　　通过上面的介绍可知功率MOSFET属于电压控制节能型器件,它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时,要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能,故称之为同步整流,如图11所示。
　　
　　DK5V45R25和DK100R20是锂电池升压输出5V1A,2A的同步整流升压经典IC,FP6717,FP6716也是锂电池升压输出5V3A,5V2A中的佼佼者。
　　
　　三、为什么要应用同步整流技术
　　
　　电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。
　　
　　开关电源的损耗主要由3部分组成:功率开关管的损耗,高频变压器的损耗,输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下,整流二极管的导通压降较高,输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管(FRD)或超快恢复二极管(SRD)可达1.0～1.2V,即使采用低压降的肖特基二极管(SBD),也会产生大约0.6V的压降,这就导致整流损耗增大,电源效率降低。
　　
　　举例说明,笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压,所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。即使采用肖特基二极管,整流管上的损耗也会达到(18%～40%)PO,占电源总损耗的60%以上。因此,传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要,成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。
　　
　　同步整流比之于传统的肖特基整流技术可以这样理解:这两种整流管都可以看成一扇电流通过的门,电流只有通过了这扇门才能供负载使用。
　　
　　传统的整流技术类似于一扇必须要通过有人大力推才能推开的门,故电流通过这扇门时每次都要巨大努力,出了一身汗,损耗自然也就不少了。
　　
　　而同步整流技术有点类似我们通过的较高档场所的感应门了:它看起来是关着的,但你走到它跟前需要通过的时候,它就自己开了,根本不用你自己费大力去推,所以自然就没有什么损耗了。
　　
　　通过上面这个类比,我们可以知道,同步整流技术就是大大减少了开关电源输出端的整流损耗,从而提高转换效率,降低电源本身发热。
　　
　　四、同步整流器的工作原理
　　
　　1.能量反馈
　　
　　在开关管V导通时,变压器接收的电能除了磁化电流外都将能量传送到输出端。而管V关断时的反激作用期间,导向二极管D2用反偏置故不可能有钳位作用或能量泄放的回路。磁化能量将会产生较大的反压加在开关管的集电极射极之间。为了防止高反压的产生,设置了“能量再生绕组”P2,由绕组△经过二极管D,使存储的能量反馈回直流电源Ui中。只要满足Wp1=Wp2的关系,D1流过电流时Up2=Ui,则开关管V上承受的集一射极电压为2Ui,如图12所示。
　　
　　为了避免在P1和P2绕组之间存在的漏电感过大,和因此而在开关管集电极上产生过高的电压,一般采用初级绕组P1与能量再生绕组P2双线并绕的方法。在这种配置中,二极管D1接在能量再生绕组如图12所示的位置是非常重要的。原因是双线并绕引起的内部杂散电容Cc是在开关管V的集电极与绕组P2和D1连接点之间的寄生电容。按照图12中的接法是有优点的,如在开关管V导通时,由于二极管D,反向而隔开了集电极,没有任何的电流在V瞬时导通时流进电容Cc中(注意,绕组P1和P2的非同铭端同时变负,而且Cc的两端电压不会改变)。但是在反激期间,Cc提供开关管V的钳位作用,任何过电压的趋势都会引起Cc流过电流,而且经过D,反馈到电源线上。如果寄生电容不够大,只靠P1、P2绕组磁耦合,钳位电压超值时,常常可以在%位置加外接电容补充以改善它的钳位作用。然而,如果电容值过大时,会使得输出电压线上有输人电压基纹波频率调制的电压分量,所以要小心地选用附加电容Cc的值。
　　
　　在开关管V导通时,输入电压Ui加在(Lp+LLT)上,由于D2反偏置阻止C2的充电,所以Uc2≈0。当开关管V关断时,由于反激作用,V的集电极电压Uc快速上升,但由于此时受正偏压而导通,使V电流被C2、R1分流,Uc电压逐渐上升,即U(电压也是逐渐上升,而且钳位在2Ui数值上。从而把Uc上升的尖峰电压的顶部消去,如虚线所示的脉冲尖峰)。
　　
　　在一个周期剩下的时间里,随着R1放电电流的减小,C2上的电压降会返回到原来值。多余的反激电能,被消耗在R1上。此钳位电压是自跟踪的,在稳态工作时,因为C2上的电压会自动地调整,直到所有多余的反激电能消耗在R1上。如果在所有其他情况下,都要维持某一恒定钳位电压时,则可以通过减小R1值或漏电感Lyp的值,来抑制钳位电压的升高趋势。
　　
　　不能把钳位电压设计得太低,因为反激过冲电压也有有用的一面。在反激作用时,它提供了一个附加强制电压值来驱动电能进入到次级电感。使变压器次级的反激电流迅速增加。提高了变压器的传输效率,同时也减小了电阻R上的损耗。这对于低压大电流输出是很有意义的。
　　
　　2.工作原理
　　
　　从同步整流原理图13中可以看出,整流管VT3和续流管VT2的驱动电压从变压器的副边绕组取出,加在MOS管的栅G和漏D之间,如果在独立的电路中MOS管这样应用不能完全开通,损耗很大,但用在同步整流时是可行的简化方案。由于这两个管子开关状态互锁,一个管子开,另一个管子关,所以我们只简要分析电感电流连续时的开通情况,我们知道MOS管具有体内寄生的反并联二极管,这样电感电流连续应用时,MOS管在真正开通之前并联的二极管已经开通,把源S和漏D相对栅的电平保持一致,加在GD之间的电压等同于加在GS之间的电压,这样变压器副边绕组同名端为正时,整流管VT3的栅漏电压为正,整流管零压开通,当变压器副边绕组为负时,续流管VT2开通,滤波电感续流。栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能,故称之为同步整流。
　　
　　其优点就是大大提高DC/DC变换器的效率。
　　
　　(连载完)
　　
　　编辑：Harris