1 UPS工频SCR整流的干扰发射EMI

为了说明UPS干扰波形，用典型的最初的工频二极管整流来说明其产生干扰的机制。第1代6脉冲、第2代12脉冲整流都是其改进，但原理没变。

图1.1  以半波整流器为例，说明整流电流呈脉冲式，功率因数0.6，同时产生高频干扰

这种工频整流方法的电流，只有当交流输入的峰值附近，交流电压超过二极管输出端直流嵌位电压时才导通，因而是一种窄脉冲的方式，近似于方波脉冲序列。令脉冲宽度为2h1脉冲周期为2h。那么电流波形I（t）可用下式的Fuorier级数来表示。

（2.1）

其频谱则  （2.3）

图1.2  理想的脉冲序列近似表示二极管整流发出的干扰脉冲的频谱

半波整流器整流电流呈脉冲式，这种频谱不仅使功率因数降低，而且高频谐波丰富，成为了对UPS保护对象的干扰源，同时功率因数降低到电阻性负载0.684，大电感负载0.676。高频干扰的功率从无功功率因数的0.3中按图1.2.的频谱支付。

图1.3  工频SCR的6脉冲整流与12脉冲整流的电流波形

2  UPS高频IGBT-SPWM变流基本原理与PF

为克服工频整流UPS的低功率因数与强干扰源，提出高频IGBT-SPWM变流-逆变UPS。其新概念来自DC-DC变流器的电感储能后再释放能来取代工频整流（图2.1）。

图  2.1  高频IGBT/PWM储能变流等效电路

储能变流的关键器件有3：1）IGBT正变变流（Converter）代替SCR整流，须阻断反向高压，2）升压储能电感器，3）电路中的Ohm电阻损耗要尽量低。参数的不同，可以有3种情况（图2.2）

1）回路Ohm电阻大时降压储能：IGBT/PWM其矢量和，可以使Ia和Va同相位

2）回路Ohm电阻大时要求升压储能：Ia位相要超前电压Va的位相而损失功率因数

3）回路Ohm电阻可以忽略的升压储能：绕组是多股铜线或扁铜片等。（见图2.2）

图  2.2  高频IGBT/PWM变流回路中的电阻可使ia和va同相位、降压或升压的储能模式

3  三菱电机第3代UPS高频IGBT-SPWM变流器

1992年，三菱电机采用高频IGBT-SPWM半桥变流器作为第3代UPS的整流。IGBT必须阻断反向高压，反向连接在IGBT开关两端的是反馈二极管，在有合适的电流时，便于再生，同时参与整流。直流输出电压的轮廓同上6脉冲（图3.3.2c），而在SPWM工作模式是，电压轮廓图3.1中的VUV所代表的线-线电压中间60°部分组成。输出直流电压是通过调节调制比M来控制的。直流电压上的纹波则由频率比确定的，因调整频率是市电频率，所以完全由载波频率决定。图31中的电容C是滤去纹波，所以，使得输出电压非常平滑。

图3.1  1992年开始的三菱电机高频UPS 2200半桥变流变（整）流-逆变对称设计UPS系统结构

可以设计开关的触发方案来消除特定的谐波分量。及在图3.1中，U、V、W点的电压是正弦波，而变流半桥的端电压VU、Vb、VW都是SPWM波形。两者的差分电压就加在储能电感LU、LV、LW上。他们之间的矢量合成，如上节中所说的，有3种情况；如图2.2所示。

图3.2  三菱电机的UPS输入电压与电流都是正弦波同相位cosφ = 1，理论（左图）与实际（右图）

在理论上可通过图2.2的电流矢量与电压矢量垂直的位相设计来完全被电容吸收，以便达到功率因数 = 1,但实际困难在SPWM控制中的自然采样方法，解决的方法有2条：

1）规则采样近似：在自然采样法中，载波三角波的两个波峰之间的SPWM采样脉冲的中点时刻，并不在三角波两波峰之间的中点也就是波谷点的时刻上，规则采样近似就是令其与波谷时刻重合。这样的触发所生成的SPWM脉冲的误差当然比自然调制法大，但计算要简单得多，便于实现微处理器的实时测控。

2）高速微电子微处理器：是在正弦波与三角波交点的时刻，去控制开关IGBT的通或断。这种方法得到的SPWM波形很接近正弦波；但它要求解超越方程。在采用微处理机来控制时，在线的实时测控解决自然采样法是高难度的Hi-Tech。（御风）