4   IGBT-SPWM变流谐波及其EMI抑制

上述理论描述是简单的，但是具体设计能达到图2.2与图3.2的理想效果，即电流矢量与电压矢量重合而且是升压的储能，而且要在频率比很高时，输入电流才逼近正弦波。这需要根据具体的设计与具体的器件，有特殊的触发逻辑设计。这在理论上是清楚的，但在工业实践上，已如上述，是一项复杂的实际工作。

（4.1）

图4.1  当调制比M = 0.65，频率比 p = 12时，3相整流的SPWM波形每半个变流周期中含有K个脉冲，变流开关的“通”、“断”各K次，第i次通断角分别是α2i-1和α2i

（4.2）

其频（2πω）谱分布如图7所示

图4.2  双极性SPWM的频谱,在在储能电容之前

最近，三菱电机的专家称，他们在抑制干扰方面有新进展，笔者不知道其方案，所以只能从上述理论上去理解。从双极性SPWM的变流的工作电压波形的频谱看，当电源电压为Vs时，对于双极性SPWM变流的工作电压波形为图4.1所示。因其输入功率因数达0.999，整流脉冲高频发射的干扰EMI的功率就很小了。主要是逆变器部分高频发射的干扰EMI更多些，但UPS总效率95%，EMI的功率有限，用数字滤波器就能克服。

5  IGBT-SPWM变流的储能功率放大f倍效应HFPA高频储能升压电感能通过功率为

（5.1）

式中Ф：磁通量、B：磁感应强度、H：磁场强度。电感功率不完全决定与磁通量，因

(5.2)

（5.3）

（5.4）

式中I：对电感充电电流，n：线圈单位长度的匝数，l：磁路的长度，S：磁路的截面积，μ0： 真空磁导率 = ，μ（ ），μr（ ）、μ0：磁导率、相对磁导率、真空磁导率， ：电流脉冲的角频率，F(ω)：Fourier谱的分布，峰值在载波频率（高频）谐波附近。（5.3）式中右边，前面的方括号中是电感中电流的电场对功率的贡献，决定于电磁铁心的设计；后面的方括号中是电流在电感中的磁场对功率的贡献决定于绕组的设计。

结论1：高频机型UPS中IGBT变流所用的高频储能升压电感的运行功率Pm [kVA]与（5.4）式中5物理量的5大效应所决定，构成了5大可选择的设计参数集[n、l、S、μr（ω）、ω]，可供大功率高频机型UPS机型设计师选择，并不局限于磁通量Φ这一个参数。

6  IGBT-SPWM变流的储能的并联功率放大PMLPA

从Maxwell方程可引出与电路Ohm定律对应的磁路定律，虽然，物理内涵根本不同，但技术公式完全相当，便于工程应用

（6.2）

（6.3）

（6.4）

式中N = nl是线圈的总匝数，Ф是磁通量

表6.1  电阻与磁阻类比，在物理机制上是不同的，但工程效果上磁阻是类比与电阻雷同

（6.5）

结论2：为了加大磁通量，从“磁路似Ohm定律”（6.4）、（6.5）和下面图8.1看出，可以用并联磁路的方法。（御风）