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无损充电及微功耗电驱动系统(五)
  • 本文介绍蓄电池的无损充电及自行车、汽车、火车的微功耗电驱动系统。“整体串联恒流、单体并联恒压”的充电方法,实现了无损充电
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      郁百超
      
      湖北省电力信息通信公司
      
      摘要:本文介绍蓄电池的无损充电及自行车、汽车、火车的微功耗电驱动系统。“整体串联恒流、单体并联恒压”的充电方法,实现了无损充电,无损的含意有两层,一是充电功率基本无损耗,二是电池本身在充放电过程中完全无损害,该无损充电机仅由简单电路实现,无过充、过热、过放、过流、短路现象,充电终了时所有单体电池的端电压完全相等;“只须把输入功率中极小部份进行传统功率变换,就可以得到全部输出功率”,实现了微功耗电驱动,即输入功率中绝大部份既不必进行实际的功率变换,也不必通过磁芯变压器或电感传递,直接到达输出端而成为输出功率,该微功耗电驱动系统的主功率器件不采用PWM脉宽调制,电路简单,功耗极小而寿命极长,其成本、体积、重量、功耗都是传统电驱动系统的十分之一。
      
      2.7、自行车微功耗电驱动的特点
      
      变幅器主电路不采用PWM变换,而是利用电压切割和电压补偿的方法,稳定直流电压,是微功耗电动自行车控制器的一大特色。尽管输入电压Vi的波动范围是正负5.417%,但蓄电池的放电电压在12.35V-11.7V(单节电池)的时间最长,即整机效率接近100%的时间最长,所以在实际运行中,整机效率比上述估算的99.417%要高得多,非常接近100%。
      
      变幅器产生的稳定的直流电压Vo的幅值是根据霍尔速度控制转把的位置决定的,Vo的幅值决定了电机的转速,把变幅器稳定的直流电压Vo适时引进电机的直流开关,即图16中的6只MOS管IRF3205,不再是调宽脉冲的输出器件,不再有任何意义上的高频损耗,功率损耗仅仅只有饱和压降,如采用MOS管IRFP4004作直流开关,其饱和漏源电阻仅1.7毫欧,通过20A电流,压降0.034V,对于36V蓄电池端电压,其实际功率损耗为万分之九。
      
      变幅器输出的稳定直流电压Vo的幅值,由霍尔速率控制转把的位置决定,而与蓄电池的端电压无关,当蓄电池端电压由42V单边下降到33V时,变幅器的输出电压Vo仍能保持额定值不变。电动自行车采用变幅器后,其速度只与电机的极限转速有关,而到蓄电池端电压无关。
      
      变幅器适用于一切有刷、无刷直流电机调速控制,同时免除蓄电池前置稳压器。
      
      三、汽车微功耗电驱动
      
      3.1、传统电动汽车动力系统[6][9][10]
      
      传统电动汽车动力系统包括以下4种功率变换器有:
      
      1) DC/DC降压变换器,包括Buck降压变换器、单端正激式降压变换器;
      
      2) DC/DC升压变换器,包括Boost变换器、全桥逆变压器式变换器;
      
      3) DC/DC双向电源变换器,包括Buck-Boost变换器、桥式变换器;
      
      4) DC/AC直流逆变器,产生单相或三相交流电压。
      
      上述4类功率变换器的原理都是采用专用PWM控制芯片、磁芯或电感,先把输入直流电压变成高频率的方波电压,然后用大电容滤波,再变成直流电压输出,或者用小电容滤波变成交流电压,这种事倍功半、吃力不讨好的方法,显然效率低而浪费能源,有以下毛病:
      
      3) 采用脉宽调制的方法,高频率、大功率方波的产生过程,也就是强烈EMI干扰产生的过程,大功率直流逆变器相当于一个高频功率发射台,可以想见,所产生的干扰何其严重。
      
      4) 功率变换过程中,输入功率的全部必须进行实际的功率变换,所有变换的功率必须通过磁芯变压器或电感传递才能到达输出端,损耗大,效率低。
      
      3.2、微功耗电动汽车动力系统
      
      微功耗电动汽车动力系统的功率变换器,采用微功耗电力电子变换技术,其方法是:只要把输入功率中极小部份进行功率变换,就可以得到全部输出功率,即输入功率中绝大部份既不必进行实际的功率变换,也不必通过磁芯变压器或电感传递,直接到达输出端,成为输出功率;主功率器件工作在工频,无EMI干扰,电路简单,因此功耗极小而寿命极长,成本、体积、重量、功耗都是传统电动汽车动力系统的十分之一。
      
      3.2.1微功耗降压变换器
      
      图18是微功耗降压变换器,V3是N型MOS管Q2的栅极驱动信号,频率100KHz,Q1是P型MOS管,其栅极驱动信号V1与V3相同,极性相反,V2=13.5V是输入电压,要求输出电压Vo=15V。
      
      当V3为高电平时,Q2饱和导通,输入直流电压V2经过电阻R1对电感L1充电,L1上的电流线性增加,同时存贮电能,在此期间,Q2的源极电压,即输出电压Vo被栅极驱动信号钳位,电感L1上的电压由V2的脉宽决定。
      
      当V3为低电平时,Q2截止,输入电压V2和电感L1上的电压叠加后通过二极管D1对电容C2充电,充电终了时,电容C2上的电压高于输入电压V2。当下一个周期到来的时候,电容C2上的电压与输入电压V2经过电阻R1共同对电感L1充电,充电过程已于前述。电容C1对输出电压Vo起平滑作用,由于Q2的源极电压跟踪栅极电位,所以其栅极驱动信号的幅值应比输出电压Vo高一个栅源电压Vgs。
      
      MOS管Q2饱和导通期间,输入电压V2=13.5V,输出电压Vo=12V,忽略Q2管压降,则电感L1上的压降应略高于1.5V,MOS管Q2截止期间,L1上的压降极性反转,与输入电压V2叠加(约15V),使电容C1上的电压充至大于输入电压V2,由于Q1、Q2同步,到下一个周期开始时,电容C1上的电压与输入电压V2同时通过相同的路径对L1充电,在负载电阻R1上产生输出电压Vo。由于在周期开始时,电容C1上的电压高于输入电压V2,电容C1上的电压一方面通过L1、Q2、R1放电,另一方面对蓄电池充电。当C1上的电压放电到低于输入电压V2后,由V2单独对L1充电。


        
      上述过程周而复始,MOS管Q2饱和导通期间,相当于把输入电压13.5V中的12V切割下来作为输出电压Vo,MOS管Q2截止期间,剩下的1.5V加上输入电压13.5V共15V存放在电容C1中,当下一个周期开始时,存放在电容C1中的15V电压与输入电压一起,在对L1充电的同时,还在负载电阻R1上形成输出电压Vo。在整个过程中,13.5V输入电压中的12V直接成为输出功率,这部份功率的变换效率可视为100%,剩余1.5V被转移到电容C1中,进行再生或反馈。
      
      MOS管Q2栅极驱动信号是高频方波,其源极接有负载电阻R1和滤波大电容C2,对于高频信号而言,Q2的源极相当于接地,因此实际进行或参与PWM脉宽调制的电压仅仅只有1.5V,而输出电压却是12V,直接印证了“只要把输入功率中的极小部份进行功率变换,就可以得到全部输出功率,即输入功率中的绝大部份既不必参与实际的功率变换,也不必通过磁芯变压器或电感传递,直接到达输出端,成为输出功率”。
      
      输入功率中实际参与功率变换的只有1.5V,占输入电压的比例ρ=1.5/13.5=0.1111,设这部份功率的变换效率为η0=95%,则变换中的功率损耗为λ=ρ*(1-η0)=0.1111*0.05=0,005555,这部份电压(1.5V)进行功率变换的功率损耗也就是全部输入电压(13.5V)进行功率变换的功率损耗,因此,总的效率η=(1-λ)*100%=(1-0.005555)*100%=99.45%。
      
      图18右边是微功耗降压变换器各点电压仿真波形,从上到下依次是输入电压Vi、输出电压Vo,从输出电压Vo的仿真波形可以看到,在通电开始时,有一个正跳变,跳变的时间越短,对Q2的冲击越大。
      
      3.2.2微功耗升压变换器[4]
      
      图19是微功耗升压变换器,V2是N型MOS管Q2的栅极驱动信号,频率100KHz,Q1是N型MOS管,其栅极不接驱动信号,V1=10.5V是输入电压,要求输出电压Vo=12V。
      
      当V2为高电平时,Q2饱和导通,输入电压V1通过Q2对电感L1充电,其电流线性增加;当V2为低电平时,Q2截止,电感L1上的电流不能中断,通过Q1体内二极管对电容C1充电,适当调节V2的脉宽,使得电容C1上的电压为1.5V,则输出电压Vo=Vc1+Vi=1.5+10.5=12V。
      
      在这里,输入电压V1是输出电压Vo的绝大部份(10.5V),这部份电压并不参与实际的功率变换,直接到达输出端,成为输出功率,其变换效率可视为100%,整机损耗只是产生占输出电压极小部份的补偿电压Vc1(1.5V)时所产生的损耗,因而整机损耗极小。
      
      上述微功耗升压变换器实际上是Boost电路的变形,MOS管Q1相当于一个二极管,去掉电容C1以后,不多也不少正好是一个完整的Boost电路,Boost电路是把全部输入电压V1=10.5V全部进行功率变换,从而得到输出电压Vo=12V,微功耗升压变换器只变换输出功率中的极小部份(1.5V),再与输入电压Vi本身进行叠加,同样得到输出电压Vo=12V,两相比较,显然,微功耗升压电路的成本、体积、重量、功耗要小得多,实际效率的估算与上述微功耗降压电路相同,不再重复。


        
      图19右边是微功耗降压变换器各点电压仿真波形,从上到下依次是输出电压Vo、输入电压Vi,从输出电压Vo的仿真波形可以看到,在通电开始时,有一个正的过冲,过冲的时间越短,对Q2的冲击越大。
      
      此处微功耗降压变换器和微功耗升压变换器,与前面描述的电压切割电路和电压补偿电路相同,也和后面描述的功率因数校正电路相同,此电路虽简单,但其功率多样,不但可以进行直流操作,而且还可以进行交流操作,请参考交流稳压器一文。


      (未完待续)

    【红尘有你】
      

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