郁百超
　　
　　湖北省电力信息通信公司
　　
　　摘要：本文介绍蓄电池的无损充电及自行车、汽车、火车的微功耗电驱动系统。“整体串联恒流、单体并联恒压”的充电方法，实现了无损充电，无损的含意有两层，一是充电功率基本无损耗，二是电池本身在充放电过程中完全无损害，该无损充电机仅由简单电路实现，无过充、过热、过放、过流、短路现象，充电终了时所有单体电池的端电压完全相等；“只须把输入功率中极小部份进行传统功率变换，就可以得到全部输出功率”，实现了微功耗电驱动，即输入功率中绝大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端而成为输出功率，该微功耗电驱动系统的主功率器件不采用PWM脉宽调制，电路简单，功耗极小而寿命极长，其成本、体积、重量、功耗都是传统电驱动系统的十分之一。
　　
　　2．7、自行车微功耗电驱动的特点
　　
　　变幅器主电路不采用PWM变换，而是利用电压切割和电压补偿的方法，稳定直流电压，是微功耗电动自行车控制器的一大特色。尽管输入电压Vi的波动范围是正负5.417%，但蓄电池的放电电压在12.35V-11.7V（单节电池）的时间最长，即整机效率接近100%的时间最长，所以在实际运行中，整机效率比上述估算的99.417%要高得多，非常接近100%。
　　
　　变幅器产生的稳定的直流电压Vo的幅值是根据霍尔速度控制转把的位置决定的，Vo的幅值决定了电机的转速，把变幅器稳定的直流电压Vo适时引进电机的直流开关，即图16中的6只MOS管IRF3205，不再是调宽脉冲的输出器件，不再有任何意义上的高频损耗，功率损耗仅仅只有饱和压降，如采用MOS管IRFP4004作直流开关，其饱和漏源电阻仅1.7毫欧，通过20A电流，压降0.034V，对于36V蓄电池端电压，其实际功率损耗为万分之九。
　　
　　变幅器输出的稳定直流电压Vo的幅值，由霍尔速率控制转把的位置决定，而与蓄电池的端电压无关，当蓄电池端电压由42V单边下降到33V时，变幅器的输出电压Vo仍能保持额定值不变。电动自行车采用变幅器后，其速度只与电机的极限转速有关，而到蓄电池端电压无关。
　　
　　变幅器适用于一切有刷、无刷直流电机调速控制，同时免除蓄电池前置稳压器。
　　
　　三、汽车微功耗电驱动
　　
　　3．1、传统电动汽车动力系统[6][9][10]
　　
　　传统电动汽车动力系统包括以下4种功率变换器有：
　　
　　1) DC/DC降压变换器，包括Buck降压变换器、单端正激式降压变换器；
　　
　　2) DC/DC升压变换器，包括Boost变换器、全桥逆变压器式变换器；
　　
　　3) DC/DC双向电源变换器，包括Buck-Boost变换器、桥式变换器；
　　
　　4) DC/AC直流逆变器，产生单相或三相交流电压。
　　
　　上述4类功率变换器的原理都是采用专用PWM控制芯片、磁芯或电感，先把输入直流电压变成高频率的方波电压，然后用大电容滤波，再变成直流电压输出，或者用小电容滤波变成交流电压，这种事倍功半、吃力不讨好的方法，显然效率低而浪费能源，有以下毛病：
　　
　　3) 采用脉宽调制的方法，高频率、大功率方波的产生过程，也就是强烈EMI干扰产生的过程，大功率直流逆变器相当于一个高频功率发射台，可以想见，所产生的干扰何其严重。
　　
　　4) 功率变换过程中，输入功率的全部必须进行实际的功率变换，所有变换的功率必须通过磁芯变压器或电感传递才能到达输出端，损耗大，效率低。
　　
　　3．2、微功耗电动汽车动力系统
　　
　　微功耗电动汽车动力系统的功率变换器，采用微功耗电力电子变换技术，其方法是：只要把输入功率中极小部份进行功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中绝大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端，成为输出功率；主功率器件工作在工频，无EMI干扰，电路简单，因此功耗极小而寿命极长，成本、体积、重量、功耗都是传统电动汽车动力系统的十分之一。
　　
　　3．2.1微功耗降压变换器
　　
　　图18是微功耗降压变换器，V3是N型MOS管Q2的栅极驱动信号，频率100KHz，Q1是P型MOS管，其栅极驱动信号V1与V3相同，极性相反，V2=13.5V是输入电压，要求输出电压Vo=15V。
　　
　　当V3为高电平时，Q2饱和导通，输入直流电压V2经过电阻R1对电感L1充电，L1上的电流线性增加，同时存贮电能，在此期间，Q2的源极电压，即输出电压Vo被栅极驱动信号钳位，电感L1上的电压由V2的脉宽决定。
　　
　　当V3为低电平时，Q2截止，输入电压V2和电感L1上的电压叠加后通过二极管D1对电容C2充电，充电终了时，电容C2上的电压高于输入电压V2。当下一个周期到来的时候，电容C2上的电压与输入电压V2经过电阻R1共同对电感L1充电，充电过程已于前述。电容C1对输出电压Vo起平滑作用，由于Q2的源极电压跟踪栅极电位，所以其栅极驱动信号的幅值应比输出电压Vo高一个栅源电压Vgs。
　　
　　MOS管Q2饱和导通期间，输入电压V2=13.5V，输出电压Vo=12V，忽略Q2管压降，则电感L1上的压降应略高于1.5V，MOS管Q2截止期间，L1上的压降极性反转，与输入电压V2叠加（约15V），使电容C1上的电压充至大于输入电压V2，由于Q1、Q2同步，到下一个周期开始时，电容C1上的电压与输入电压V2同时通过相同的路径对L1充电，在负载电阻R1上产生输出电压Vo。由于在周期开始时，电容C1上的电压高于输入电压V2，电容C1上的电压一方面通过L1、Q2、R1放电，另一方面对蓄电池充电。当C1上的电压放电到低于输入电压V2后，由V2单独对L1充电。

　　　　
　　上述过程周而复始，MOS管Q2饱和导通期间，相当于把输入电压13.5V中的12V切割下来作为输出电压Vo，MOS管Q2截止期间，剩下的1.5V加上输入电压13.5V共15V存放在电容C1中，当下一个周期开始时，存放在电容C1中的15V电压与输入电压一起，在对L1充电的同时，还在负载电阻R1上形成输出电压Vo。在整个过程中，13.5V输入电压中的12V直接成为输出功率，这部份功率的变换效率可视为100%，剩余1.5V被转移到电容C1中，进行再生或反馈。
　　
　　MOS管Q2栅极驱动信号是高频方波，其源极接有负载电阻R1和滤波大电容C2，对于高频信号而言，Q2的源极相当于接地，因此实际进行或参与PWM脉宽调制的电压仅仅只有1.5V，而输出电压却是12V，直接印证了“只要把输入功率中的极小部份进行功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中的绝大部份既不必参与实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端，成为输出功率”。
　　
　　输入功率中实际参与功率变换的只有1.5V，占输入电压的比例ρ=1.5/13.5=0.1111，设这部份功率的变换效率为η0=95%，则变换中的功率损耗为λ=ρ*(1-η0)=0.1111*0.05=0,005555，这部份电压（1.5V）进行功率变换的功率损耗也就是全部输入电压（13.5V）进行功率变换的功率损耗，因此，总的效率η=（1-λ）*100%=(1-0.005555)*100%=99.45%。
　　
　　图18右边是微功耗降压变换器各点电压仿真波形，从上到下依次是输入电压Vi、输出电压Vo，从输出电压Vo的仿真波形可以看到，在通电开始时，有一个正跳变，跳变的时间越短，对Q2的冲击越大。
　　
　　3．2.2微功耗升压变换器[4]
　　
　　图19是微功耗升压变换器，V2是N型MOS管Q2的栅极驱动信号，频率100KHz，Q1是N型MOS管，其栅极不接驱动信号，V1=10.5V是输入电压，要求输出电压Vo=12V。
　　
　　当V2为高电平时，Q2饱和导通，输入电压V1通过Q2对电感L1充电，其电流线性增加；当V2为低电平时，Q2截止，电感L1上的电流不能中断，通过Q1体内二极管对电容C1充电，适当调节V2的脉宽，使得电容C1上的电压为1.5V，则输出电压Vo=Vc1+Vi=1.5+10.5=12V。
　　
　　在这里，输入电压V1是输出电压Vo的绝大部份（10.5V），这部份电压并不参与实际的功率变换，直接到达输出端，成为输出功率，其变换效率可视为100%，整机损耗只是产生占输出电压极小部份的补偿电压Vc1（1.5V）时所产生的损耗，因而整机损耗极小。
　　
　　上述微功耗升压变换器实际上是Boost电路的变形，MOS管Q1相当于一个二极管，去掉电容C1以后，不多也不少正好是一个完整的Boost电路，Boost电路是把全部输入电压V1=10.5V全部进行功率变换，从而得到输出电压Vo=12V，微功耗升压变换器只变换输出功率中的极小部份（1.5V），再与输入电压Vi本身进行叠加，同样得到输出电压Vo=12V，两相比较，显然，微功耗升压电路的成本、体积、重量、功耗要小得多，实际效率的估算与上述微功耗降压电路相同，不再重复。

　　　　
　　图19右边是微功耗降压变换器各点电压仿真波形，从上到下依次是输出电压Vo、输入电压Vi，从输出电压Vo的仿真波形可以看到，在通电开始时，有一个正的过冲，过冲的时间越短，对Q2的冲击越大。
　　
　　此处微功耗降压变换器和微功耗升压变换器，与前面描述的电压切割电路和电压补偿电路相同，也和后面描述的功率因数校正电路相同，此电路虽简单，但其功率多样，不但可以进行直流操作，而且还可以进行交流操作，请参考交流稳压器一文。

　　（未完待续）

【红尘有你】